Оптимизация радио-модуля по конструкции, функциональной и электрической схеме, программному обеспечению для многофункционального использования с учётом требований импортного замещения и конкурентоспособности

Данная статья не является первой попыткой анализа по оптимизации, предварительные исследования мы провели в работах [1, с. 757-778; 2, с. 9-41; 3, с. 38-81; 4, с. 17-35; 5, с. 6-22; 6, с. 9-40; 7, с. 22]. Суть необходимости унификации в том, что только массовое производство позволяет снизить себестоимость изделий и это позволяет обеспечить конкурентоспособность и импортное замещение. Однако при этом приходится жертвовать чувствительностью и энергетическим потенциалом при использовании широкого диапазона частот радиотехнических изделий. Отметим также, что при распространении связи через сотовые вышки, рентабельность сотовой связи снижается из-за неравномерной плотности населения, которое пользуется смартфонами. В этом случае потребитель хочет иметь при невысокой цене изделий сочетание сотовой связи и космической связи. Однако, если для сотовой связи обычно выходная мощность для телефонной связи (ТЛФ) в режиме разговора не превышает 0,1 Вт, то космическая связь требует выходной мощности порядка 7 Вт – 10 Вт. Соответственно при этом растут энергетические потери и снижаются возможности по микроминиатюризации. Одновременно пользователи хотят иметь доступ в Интернет, в любой точке мира, а это требует повышения скорости передачи информации до десятков мегабит в секунду, что также требует повышения энергетического потенциала из-за расширения полосы пропускания в приёмной части. Здесь также мы не являемся первопроходцами, и аналогичная связь через НССС была опробована в наши дни операторами «Starlink» для связи со смартфонами с передачей сигнала порядка 17 Мбит/сек [8]. Результаты приёма сигнала со спутника на прямую на не модифицированный смартфон Samsung c Android показан на рисунке 1.

Рис. 1. Результаты передачи со спутника Starlink напрямую на смартфон

В ходе замеров параметров канала передачи данных использовался диапазон 4G/LTE, предоставленный T-Mobile US. DTC-спутники Starlink оснащены специальными фазированными антенными решётками с приёмниками высокой чувствительности и мощными передатчиками, что позволяет им улавливать сигналы от антенн мобильных телефонов, предназначенных для подключения к наземным базовым станциям. Илон Маск считает, что DTC «значительно меняет правила игры», устраняя мёртвые зоны сотовой связи, при этом, не конкурируя с наземными сетями. Технология обеспечивает услуги голосовой и текстовой связи, а также передачи данных в отдалённых районах без наземной инфраструктуры. Инженер SpaceX Бен Лонгмьер, один из руководителей программы Starlink Direct to Cell, подтвердил, что команда размещает сообщение на X через спутники Starlink. К своему посту он прикрепил фото тропы в горах Санта-Крус (рис. 2), где нет сотовой связи с обычными провайдерами, и откуда шла передача данных через Direct to Cell.

Рис. 2. Картинка изображения, полученная при передаче со скоростью 17 Мбит/сек

Учитывая разницу в требованиях по мощности сигнала между сотовой и космической связью унифицированный радио-модуль с обеспечением микроминиатюризации для сотовой и космической связи должен удовлетворять противоречивым требованиям. Первые попытки по микроминиатюризации радио-модулей были сделаны на основе микросхемы AD9361, которая представляет собой приёмо-передающий модуль, показанный на рисунке 3.

Рис. 3. Микросхема AD9361

Данный приёмопередатчик работает в широком диапазоне частот от 70 МГц до 6 ГГц и имеет частоту цифровой дискретизации аналогового сигнала порядка 110–140 МГц. Здесь каналы приёма и передачи разделены. При приёме используется однократное преобразование частоты в квадратуре по составляющим синуса и косинуса с последующей цифровой фильтрацией входного сигнала и подстройкой по несущей частоте. Передатчик также имеет однократное преобразование частоты с фильтрацией сигнала на передачу. Чтобы повысить чувствительность при приёме на входе используется литерное исполнение, однако это тоже связано с потерями. Одновременно антенны в таком широком диапазоне частот не могут иметь узкой диаграммы направленности, что необходимо для повышения энергетического потенциала в условиях приёма сигнала с высокой скоростью передачи информации. Кроме того, несмотря на широкий диапазон принимаемых и передаваемых частот радиосигнала, данное устройство в большинстве случаев применимо только в качестве промежуточного устройства из-за малой выходной мощности. Как будет показано ниже, само схемотехническое решение сужает возможности многофункционального использования для достижения оптимальной обработки. Действительно, для обеспечения надёжной связи необходимо повышать помехозащищённость, чувствительность и энергетический потенциал радио-модуля. Однако эти требования не совместимы с широкой полосой пропускания микросхемы AD9361. Именно поэтому потребовалось литерное исполнение с переключением на входе и выходе. Одновременно обычного потребителя не интересует широкий диапазон частот от 70 МГц до 6 ГГц, его интересует качество связи и устройство, которое будет совместимо с уже существующими аналогами и замещать их по функциям. Поэтому при выборе технического и конструктивного решения необходимо ориентироваться на тип антенн, которые обеспечивают повышение энергетического потенциала и чувствительности с учётом уже освоенного диапазона частот. Иными словами, оптимальным техническим решением будет литерное исполнение по диапазонам частот в зависимости от типа антенны. Примером литерного исполнения, для повышения чувствительности является патч-антенна в системе навигации «Каскад-4М» (рис. 4). Это устройство, имеет более высокий коэффициент направленного действия (к.н.д.) и соответственно эффективную площадь для приёма и передачи с возможностью исключения помех от подстилающей поверхности за счёт применения круговой поляризации.

Рис. 4. Навигационный приёмник Каскад-4М

При этом навигационное устройство «Каскад-4М» имеет размеры 130 мм х 130 мм х 22 мм, с весом в 250 грамм и энергетическое потребление в 6 Вт. Это законченное устройство, и в неё может входить отдельным устройством микросхема AD9361. Однако недостаток данного устройства в том, что и является его достоинством. Отдельная патч - антенна имеет для повышения помехозащищённости и чувствительности, а также энергетического потенциала к.н.д. порядка 9 дБ, что даёт сужение луча диаграммы направленности антенны до 60 градусов (рис. 5).

Рис. 5. Диаграмма направленности одного патч

Одновременно с этим, угол начального наклона для приёма сигналов навигации должен составлять над горизонтом порядка 25 градусов. В этом случае сектор углового обзора будет 130 градусов. Эту проблему можно решить за счёт использования объединения патч-антенн в активную фазированную антенную решётку (АФАР) с управлением лучом. Однако, здесь необходимы отдельные антенные устройства и начальные приёмо-передающие тракты в соответствующем диапазоне частот для элементов АФАР с учётом когерентного суммирования и разделения по фазе. Действительно, с точки зрения многофункционального применения данное устройство радио-модуля AD9361 невозможно использовать в качестве законченного узла с объединением с элементом патч-антенны для формирования луча в АФАР. То есть, требуются отдельные устройства предварительного приёмо-передающего тракта с наличием фазовращателей, сигналы с которых после суммирования на несущей частоте подавались бы на данную микросхему AD9361. Иными словами, для решения проблемы использования данной микросхемы в составе АФАР необходимо когерентное суммирование при приёме или разделение сигнала при передаче с учётом фазовых сдвигов перед подачей сигнала на микросхему AD9361. Следовательно, данная микросхема вполне может подходить для частного случая как радио-модуль в смартфонах без оптимизации требований по энергетическому потенциалу, помехозащищённости и чувствительности, но она не является законченным устройством и не обеспечивает оптимальных характеристик в плане микроминиатюризации и унификации. На основании сказанного следует задать вопрос: «А можно ли создать такой унифицированный радио-модуль, который бы обеспечивал при приемлемых и обоснованных габаритных размерах многофункциональное применение с оптимальными параметрами по чувствительности, энергетическому потенциалу, электромагнитной совместимости и помехозащищённости?».

Для этого надо показать, что для оптимальных характеристик с достижением наивысших значений по энергетическому потенциалу, чувствительности и помехозащищённости радио-модуля необходимо рассмотрение в едином устройстве для микроминиатюризации технического решения с учётом типа антенн в конструкции, выбором функциональной и электрической схем, электромагнитной совместимости с учётом обработки радиосигналов. При этом сборная конструкция из радио-модулей должна позволять повышать энергетический потенциал и скорость передачи информации. Здесь не надо «изобретать велосипед», а надо лишь детально проанализировать уже известные решения и найти оптимум. Соответственно размеры устройства должны быть не больше размеров смартфона или планшета. Понятно, что при этом мы столкнёмся с противоречиями между требованиями, решение которых и даёт новизну изобретения. На Рис.4 мы показали техническое решение, которое используется в навигации. Однако в радиосвязи требуется иметь разную обработку сигнала, помимо приёма кодовых сигналов от систем навигации, и одно из таких решений известных на практике мы приводим на рисунке 6.

Рис. 6. Радио-модуль для приёма и передачи информации на малой дальности для беспилотных летательных аппаратов (БПЛА)

Как видно, данное устройство имеет общую полосу пропускания в 200 МГц от 3,4 ГГц до 3,6 ГГц, но даже при мощности в 0,3 Вт не обошлись без охлаждающего радиатора. В дальнейшем инженеры пошли по пути увеличения мощности и диапазона частот за счёт литерного исполнения по диапазонам частот и данный радио-модуль был доработан, и он показан на рисунке 7.

Рис. 7. Радио-модуль TRX-8D

С учётом литеров 1, 2 и 3 эта система связи может иметь диапазон несущих частот от 30 МГц до 12 ГГц, что требует для противодействия наличия широкополосной помехи в этом диапазоне частот. Однако здесь не учитываются ограничения, связанные с применяемыми антеннами, которые для повышения энергетического потенциала имеют в случае высоких коэффициентов направленного действия (к.н.д) узкую полосу пропускания. По высоте здесь используется «трёхэтажная» конструкция из плат с вентиляторами и радиатором охлаждения. Иными словами, в этом случае оказалось мало радиатора охлаждения, который был применён в радио-модуле по рисунку 6 при мощности в 0,3 Вт и в конструкции по рисунку 7 потребовалось дополнительно использовать два вентилятора. Один вентилятор для усилителя мощности, а другой для микросхемы, обеспечивающей необходимую дискретизацию сигнала при обработке сигнала при скорости передачи в 50 Мбит/сек. Здесь энергетические потери определяются скоростью переключений в микросхеме, а она значительно в данном случае превышает скорость передачи информации в силу отсутствия программной оптимизации. Вес устройства порядка 300 г и размеры 160 мм × 60 мм × 35 мм. Соответственно увеличение мощности и скорости передачи информации также сказалось на увеличении веса в 2 раза и габаритов. При этом энергопотребление при мощности излучения в 5 Вт будет не менее 10 Вт с учётом общего усиления сигнала. Если исходить из энергетического потребления навигационного приёмника «Каскад-4 М» в 6 Вт, в котором код имеет передачу в 1–10 Мбит/сек, энергетическое потребление при передаче практически будет равно энергетическому потреблению при приёме. Понятно, что обе эти конструкции не подходят для использования их в качестве приёмо-передающих трактов смартфонов в ширпотребе.

Из анализа представленных технических решений, при выборе габаритов с учётом использования патч-антенн, которые позволяют поднять энергетический потенциал без повышения мощности, что исключает применение вентиляторов, можно сделать вывод, что приемлемым вариантом оптимального конструктивного решения, с учётом диапазона частот используемого при ширпотребе, будет радио-модуль размерами порядка 130 мм × 65 мм × 10 мм, что вписывается в размеры современных смартфонов. При этом желательно использовать «двухэтажную» конструкцию на основе двух плат, что позволяет разнести приёмную и передающие части по платам и уменьшить нагрев на приемную часть устройства на основе малошумящих усилителей (МШУ) от усилителей мощности (УМ). Соответственно внешняя поверхность одной из плат будет использоваться под конструкцию патч-антенн. Вторая внешняя поверхность другой платы будет использована под радиоэлементы устройства управления, компонентов смартфона и получения режима АФАР при сборочной конструкции из радио-модулей, как это будет показано несколько ниже. Программное обеспечение цифровой обработки радиосигнала, а также энергетическое потребление усилителей мощности (УМ) должны быть такими, чтобы, при суммарном общем энергетическом потенциале, не было необходимости в дополнительных вентиляторах. Иными словами, требуется также оптимизация по программной обработке принимаемого сигнала. Отметим, что при необходимости радиатор охлаждения нужной конфигурации можно дополнительно разместить в качестве прослойки между платами. Пример такого конструктивного решения смартфона показан на рисунке 8.

Рис. 8. «Двухэтажная конструкция» предлагаемого устройства

Это позволит при импортном замещении для ширпотреба использовать диапазон частот с учётом применения соответствующего диэлектрика-наполнителя для патч-антенны от 1 ГГц до 3 ГГц, что, собственно, и реализовано в навигационном приёмнике «Каскад-4М». Ниже, на рисунке 9, приведено распределение диапазона частот для навигации. Необходимо отметить, что такие широко используемые системы связи как «GSM1800», «Iridium» и «Globalstar» также находятся в данном диапазоне частот.

Рис. 9. Частотные диапазоны навигаторов спутниковых систем связи

Соответственно мы приводим и список частот, которые выделены государственным комитетом по радиочастотам (ГКРЧ) для систем связи коммерческим фирмам, только под обещание, что они за десять лет обеспечат импортное замещение.

Рис. 10. Выделенный диапазон частот коммерческим фирмам

Исходя из практики, используемый диапазон частот, по рисунку 10, обеспечивает применение патч-антенн с наиболее оптимальными характеристиками с учётом предлагаемых габаритных характеристик для смартфонов ширпотреба по энергетическому потенциалу и чувствительности. Соответственно из рисунка 10 следует, что с учётом требований государственного комитета по радиочастотам (ГКРЧ), оптимальной будет скорость передачи и приёма информации порядка 40 Мбит/сек – 50 Мбит/сек, что также согласуется со скоростью передачи радио-модуля TRX-8D. При этом для повышения энергетического потенциала, чувствительности с учётом увеличения углового обзора требуется применение не менее двух патч-антенн, что обеспечивает свойства АФАР. Соответственно мы видим, что использование патч-антенн (рис. 4), а также «двухэтажная» конструкция (рис. 6), и «трёхэтажная» конструкция (рис. 7) уже были внедрены в реальные устройства радиотехники, но здесь были недостатки отсутствия оптимизации для достижения наилучших характеристик в плане энергетического потенциала, чувствительности приёмника и унификации. Учитывая, что оптимальный диапазон частот по рисунку 9 и 10 имеет высокую степень использования радиотехническими средствами, то следует также обеспечить электромагнитную совместимость. С этой целью надо предусмотреть использование круговой поляризации как левой, так и правой (это также позволяет избавиться от помех подстилающей поверхности), отстройку по частоте и коду при обнаружении мешающего сигнала. Один смартфон, выполненный по нашим рекомендациям с размерами 130 мм × 65 мм × 10 мм с применением только двух патч - антенн позволит обслуживать угловой сектор обзора порядка 150 градусов в одной проекции и 60 градусов в другой проекции. В городских условиях при импортном замещении в сотовой связи этого достаточно. При использовании космической связи в северных широтах с учётом схождения орбит КА (например, КА Iridium») ближе к полюсам, это также не будет критичным. Однако, как это будет показано в дальнейшем, если учесть унификацию таких радио-модулей, то при объединении двух радио-модулей в сборной конструкции через соответствующие разъёмы можно обеспечить угловой обзор порядка 150 градусов на 150 градусов с габаритными размерами 130 мм × 130 мм × 10 мм. Здесь возможно, конструктивное объединение с планшетом таких же размеров. В рабочем состоянии это соответствует конструкции книги в раскрытом виде, что в сложенном состоянии даст размеры 130 мм × 130 мм × 20 мм. Понятно, что на основе предлагаемых унифицированных радио-модулей при сборной конструкции можно обеспечить и формирование полотна активной фазированной антенной решётки (АФАР), например, в виде пользовательского терминала «Starlink» (рис. 11).

Рис. 11. Пользовательский терминал «Starlink»

Иными словами, унификация нашей конструкции, с возможностью сбора из отдельных радио-модулей активной фазированной антенной решётки (АФАР), позволяет улучшить характеристики по приёму и передаче для связи и навигации в экстремальных условиях. Более того, становятся ясны преимущества, одно из которых касается того, что проблема с повышением энергетического потенциала и чувствительности решается простым соединением унифицированных радио-модулей, управление которыми может вестись через Wi-Fi. Собственно направленное излучение сборной АФАР также улучшает возможности по электромагнитной совместимости. Однако мы провели только предварительное рассмотрение необходимой конструкции исходя из некоторых общих характеристик. Теперь необходимо более детально рассмотреть возможность создания указанного конструктивного и технического решения в плане оптимизации по частным характеристикам. Здесь, техническое решение для антенн по оптимизации для исключения помех, в том числе и от подстилающей поверхности, касается использования круговой поляризации. И поэтому желательно использовать на каждую патч-антенну, для организации круговой поляризации, две точки соединения с каждым патч, с обеспечением сдвига между сигналами на 90 градусов. В этом случае на каждый патч будет приходиться по два усилителя мощности (УМ) при передаче и два малошумящих усилителя (МШУ) при приёме. Причём УМ желательно располагать на верхней плате с патч-антеннами (плата № 2), а МШУ на нижней плате № 1 (рис. 5). Соответственно для избегания потерь, МШУ и УМ необходимо располагать как можно ближе к местам соединения с патч. В этом случае по сравнению с вариантом одного МШУ и УМ, энергетический потенциал возрастает в 8 раз с учётом общего коэффициента направленного действия двух патч-антенн. В результате можно обойтись менее мощными усилителями, например, в 1 Вт вместо одного в 5 Вт, с учётом исключения необходимости охлаждения и вентилятора, как это было в варианте радио-модуля TRX-8D по рисунку 7. Пример расположения усилителей на предлагаемом радио-модуле показан на рисунке 12.

Рис. 12. Размещение входных МШУ и УМ на платах (одна под другой) предлагаемого мобильного устройства с подключением к патч через соответствующие разъёмы (обозначены кружками)

Одновременно, так как предполагается использовать в качестве патч-антенн многослойную печатную плату, то в этом случае есть возможность обеспечить перед подводкой сигнала к патч-антеннам наличие согласующих полосковых фильтров, на соответствующем слое многослойной печатной платы с учётом литерного исполнения в зависимости от диапазона частот. Таким образом, мы видим, что конструкция при наличии двух патч, с необходимостью использования круговой поляризации, отличается от конструкции, предложенной в «Каскад-4М» (рис. 4) при одной патч-антенне. В предлагаемом варианте требуется обеспечение суммирования принимаемых сигналов от малошумящих усилителей (МШУ) при приёме и разделении излучаемого сигнала между усилителями мощности (УМ). При этом получаются преимущества по угловому обзору за счёт сканирования общего луча в одной из плоскостей, а также улучшаются условия по охлаждению.

Предлагаемое расположение УМ и МШУ определяет дальнейшую конструкцию по суммированию и разделению радиосигнала на основе функциональной и электрической схемы. При этом мы должны учитывать необходимость управления лучом даже при наличии двух патч-антенн, чтобы обеспечить наибольший угловой обзор. Следует отметить, что связь с одним спутником, например космическим аппаратом «Iridium» осуществляется в течение 6-7 минут (высота орбиты 780 км). При этом для космической связи по радио-модулю с учётом диаграммы направленности из двух патч-антенн изменения по углу должны меняться до 150 градусов благодаря режиму АФАР в одной угловой плоскости. В другой угловой плоскости для смартфона нет режима АФАР и эти изменения составляют 60 градусов исходя из диаграммы направленности одного патч. Однако при переходе на связь с новым КА по аналогии со спутниковой системой «Iridium» в режиме хэндовера используются навигационные данные. Отсюда пользователь может менять положение смартфона через каждые 6-7 минут по данным навигации. Если учесть, что диаграмма направленности в угловой плоскости для одного патч составляет 60 градусов, то возможны всего два варианта смены положения с охватом в 120 градусов. Напомним, что в северных широтах, где происходит схождение орбит КА может вообще не потребоваться изменение положения смартфона. Таким образом, смартфон на основе нашего радио-модуля, помимо режима работы в городской черте через сотовую связь, способен обеспечивать надёжную связь через спутник. Соответственно при использовании управления лучом стоит вопрос о способе управления. С целью выбора наилучшего технического решения приведём вариант известной функциональной схемы управления лучом, которая используется в современных активных фазированных решётках в СВЧ технике (рис. 13).

Рис. 13. Функциональная схема приёмо-передающего модуля АФАР

Соответственно мы приводим и вариант реализации такого СВЧ устройства (рис. 14). Из функциональной схемы по рисунку 13 и практической реализации по рисунку 14 следует, что, так как фазовращатель непосредственно встроен в приёмо-передающий тракт, то при дискретном изменении фазы в СВЧ модуле, например в 1 градус, что необходимо в АФАР, потери будут составлять не менее 10–15 дБ. Поэтому в функциональной схеме по рисунку 13 предусмотрены дополнительные усилители на приём и передачу, что увеличивает энергопотребление.

Рис. 14. Модуль СВЧ АФАР Х-диапазона

При этом надо отметить, что по функциональной схеме на рисунке 13 не предусматривается возможность смены поляризации и круговая поляризация определяется за счёт места соединения с патч с усилителем. В нашем случае, при наличии двух патч-антенн в одном радио-модуле, с целью уменьшения энергетических потерь от фазовращателя можно обойтись фазовращателем всего на три позиции 0 градусов, 30 градусов и 60 градусов. Причём отклонение, как в плюс, так и в минус от положения к нормали будет обеспечено за счёт наличия отдельных МШУ и УМ для каждой патч с учётом расположения фазовращателей на выходах МШУ и на входах УМ. Это даёт пять необходимых положений луча. Обычная схема изменения фазы строится на варикапах, однако в этом случае имеется высокая зависимость от температуры. Поэтому мы предлагаем несколько иной вариант, показанный на рисунке 15.

Рис. 15. Схема фазовращателя на 3 угловых положения АФАР

По сути, он отличается от варианта с варикапом раздельным использованием диода, емкости и сопротивления, что обеспечивает высокую термостабильность. Здесь в положении нулевого углового отклонения луча АФАР сигналы управления не поступают, а величина резисторов выбирается таким образом, чтобы СВЧ сигнал был меньше порогового напряжения срабатывания диода. Отметим, что при дискретном фазовращателе на 7 положений луча (HMC647ALP6E), работающем в диапазоне частот по таблице 1, потери составляют порядка 4 дБ, что означает, что в нашем случае потери будут ещё меньше. Чтобы избежать дополнительных потерь непосредственно в приёмном тракте при формировании из наших радио-модулей полноценной АФАР с отклонением луча в обеих плоскостях с дискретным изменением в 1 градус, необходимо для изменения фазы использовать не увеличение положений луча за счёт фазовращателей, а использовать балансные модуляторы, которые обеспечивают необходимую модуляцию сигнала и непосредственно не входят в приёмный тракт, а значит, не дают потерь. В балансном модуляторе в каждом радио-модуле при передаче и приёме непосредственно происходит необходимый сдвиг фазы. При приёме сигнал с балансного модулятора выполняет роль гетеродинного сигнала с необходимым изменением фазы для каждого радио-модуля входящего в АФАР. Так как гетеродинный сигнал от балансного модулятора не даёт потери как фазовращатели в приёмо-передающем тракте, то мы имеем улучшение чувствительности при приёме. При этом, чтобы обеспечить необходимые отклонения луча АФАР при приёме, осуществляется преобразование на вторую промежуточную частоту и предусматривается вариант когерентного суммирования принимаемого сигнала от сигналов с радио-модулей составляющих АФАР на второй промежуточной частоте. Так как промежуточная частота как минимум в 8-9 раз ниже, чем несущая основная частота, то это облегчает условия для исключения фазовой погрешности за счёт набега фаз из-за допусков погрешностей в конструкции АФАР, что важно для формирования угловой дискриминационной характеристики в случае использования АФАР как радиолокатора. При этом мы используем временной дуплекс для СВЧ сигналов при приёме и передаче, и поэтому вместо циркулятора и вентиля по рисунку 13 у нас предусматривается ключевое переключение на приём и передачу, что способствует микроминиатюризации, снижает потери и улучшает развязку в широкой полосе частот. Понятно, что помимо временного дуплекса на приём и передачу желательно также использовать частотный дуплекс в режиме ретранслятора, с приёмом сигнала на одной частоте и передачей его на другой частоте с обеспечением при этом возможности широкополосного усиления в предварительных усилителях. Это позволяет осуществлять скрытое управление радиотехническим устройством в силу более низкой мощности. Двойное преобразование частоты даёт такую возможность по формированию дополнительных сигналов других частот, так как требует наличие делителей частоты сигнала для гетеродинного сигнала второго преобразования частоты и этим можно воспользоваться с учётом широкой полосы частот в предварительных усилителях. Исходя из потока информации при фазо-кодо-манипулированном сигнале (ФМ-2 или BPSK) порядка 40 Мбит/сек – 50 Мбит/сек промежуточная частота должна быть порядка 200 МГц – 300 МГц. При учёте используемого основного диапазона частот порядка 1 ГГц – 3 ГГц, дополнительный диапазон частот для режима частотного дуплекса с учётом возможностей по перестройке синтезатора частот будет в пределах от 300 МГц до 1 ГГц. Например, как это будет показано в дальнейшем, при частоте передачи сигнала в 2,7 ГГц, с учётом деления основной частоты 2,7 ГГц на 3 (формируется гетеродинная частота 0,9 ГГц) мы можем принимать сигналы с дополнительной антенны типа вибратора Герца на частотах 600 МГц или 1200 МГц. При этом при приёме сигнала на частоте 3 ГГц (при этом частота гетеродинного сигнала 2,7 ГГц) или 2,4 ГГц, мы можем осуществлять одновременно передачу на частоте 900 МГц. Далее мы учитываем, что низкие частоты обычно используются в устройствах для беспроводной связи на малых дальностях, и мощность передаваемого сигнала относительно невелика, что можно увидеть из рисунка 16.

Рис. 16. Характеристики микросхем для устройств беспроводной связи на несущих частотах менее 1 ГГц

Таким образом, преимущество варианта с использованием двойного преобразования частоты в том, что, дополнительно во время передачи сигнала на основной несущей частоте от 1 до 3 ГГц, можно использовать приём сигнала на частотах порядка 0,3 ГГц – 1 ГГц в режиме BPSK до 40 Мбит/сек – 50 Мбит/сек, в режиме QPSK от 80 Мбит/сек до 100 Мбит/сек, а в режиме QAM до 123 Мбит/сек – 150 Мбит/сек, что необходимо для Интернет-связи. И, наоборот, при передаче сигнала в диапазоне радиочастот от 300 МГц до 1 ГГц при подключении канала с предварительными усилителями с выходной мощностью до 0,1 Вт (это обычная мощность для сотовой связи через смартфоны) к обычной антенне на основе электрического или магнитного вибратора Герца, мы одновременно осуществляем приём на частотах от 1 до 3 ГГц. В этом случае приёмо-передающие тракты используются максимально. Если исходить из необходимой скорости передачи информации в 600 кбит/сек по таблице 2 (такая скорость передачи вполне допустима с помощью нашего смартфона и для космической связи), то при использовании скорости передачи в режиме QPSK (ФМ-4), мы можем использовать код в 133 бит. Этот код больше, чем тот, который используется для спутниковой связи в «Globalstar» (128 бит) и это обеспечивает лучшую электромагнитную совместимость.

Следовательно, высокая скорость передачи информации за счёт кодирования позволяет улучшить помехозащищённость и электромагнитную совместимость, а при подсоединении радио-модуля к оптоэлектронному устройству иметь цифровые изображения в реальном масштабе времени с высоким разрешением на расстоянии нескольких километров как это видно по диапазону скоростей передачи данных из рисунка 17.

Рис. 17. Стандарты по скорости передачи информации при высоком разрешении

Собственно цифровое изображение с высокой скоростью передачи позволяет с помощью искусственного интеллекта (ИИ) осуществлять распознавание объектов, что сейчас важно при ведении боевых действий. Как мы отметили выше, чтобы получить соответствующие частоты для двойного преобразования частоты и частотного дуплекса с учётом каналов обработки сигнала в квадратуре по составляющим синуса и косинуса необходимо иметь в функциональной схеме делители частоты на два, на три и на четыре. При этом, например, для частоты гетеродинного сигнала в 2,7 ГГц с переходом к промежуточной частоте в 300 МГц требуется делитель частоты на 9 (используются последовательно два делителя частоты на 3 с учётом необходимой фильтрации и усиления). Далее, для получения гетеродинных сигналов на промежуточной частоте для обработки сигнала в квадратуре по составляющим синуса и косинуса (для частот порядка 2,7 ГГц) желательно использовать умножение частоты на два с последующим делением полученного сигнала на два и сдвигом между ними по фазе на 180 градусов. Это обеспечит при последующем делении по частоте на два формирования гетеродинных сигналов для промежуточной частоты, сдвинутых на 90 градусов. Так как канал предварительного усиления используется из-за широкополосного усиления в диапазоне от 300 МГц до 3 ГГц с учётом выходной мощности порядка 0,1 Вт и отдельным выходом на антенну вибратора Герца, то в частном случае, в условиях городов с наличием сотовых вышек, предлагаемый радио-модуль может вполне замещать приёмо-передающий тракт в современных смартфонах. Единственным недостатком здесь может быть утолщение конструкции по сравнению с существующими вариантами. Этот недостаток компенсируется тем, что данный смартфон сможет также работать через космическую спутниковую связь в любой местности там, где нет сотовых вышек. Причём надо отметить, что состыковка смартфонов в единую АФАР с повышением энергетического потенциала позволит иметь устойчивую связь в любых климатических условиях. Это особенно важно, так как трагедии происходят именно при плохих погодных условиях.

Однако унификация радио-модулей под элементы АФАР, использование режима дуплекс по частоте, и возможность замещения приёмо-передающего тракта в современных смартфонах – это не все преимущества, которые даёт нам использование двойного преобразования частоты. Функциональная схема двойного преобразования частоты с учётом необходимых делителей частоты и умножителей частоты позволяет получить дополнительные преимущества в плане обработки сигнала. Как известно при передаче фазо-кодо-манипулированного сигнала (ФМ-2 или BPSK) проблема при приёме связана с наличием разности частот при приёме и передаче, в том числе и из-за наличия сдвига по частоте Доплера. Большая разность частот не даёт возможности использовать длинный код из-за изменения фазы. Однако длинный код порядка в 1 мл/сек необходим для средств навигации (GPS) с повышением при этом точности определения местоположения. Поэтому здесь желательно обеспечить первоначальную подстройку по коду без дополнительного поиска по частоте. Это особенно важно для случая приёма сигнала от спутников на эллиптических орбитах, где сдвиг по частоте Доплера может меняться в широких пределах. Сам принцип выделения сдвига по частоте Доплера в ПЛИС показан на рисунке 18 при использовании накопления с кодом в 64 бит и скорости передачи в 38 Мбит/сек.

Рис. 18. Вариант накопления кода в 64 бита при скорости передачи в 38 Мбит/сек с частотой смещения в 23 кГц

Для решения проблемы ограничения длины кода из-за сдвига по частоте мы предлагаем следующую функциональную схему, представленную на рисунке 19.

Рис. 19. Функциональная схема удаления сдвига по частоте из принимаемого фазоманипулированного сигнала (BPSK)

Здесь, можно разделить принимаемый сигнал на промежуточной частоте на два, первый сигнал с наличием информации с логарифмического усилителя должен поступать через ключи 1 и 3 на два смесителя дающих выделение сигнала информации на нулевой частоте по синусу и косинусу как это есть в микросхеме AD9361 (рис. 3). Второй инверсный сигнал с логарифмического усилителя через ключ 2 будет поступать на умножитель частоты на два, с целью исключения изменения фазы по коду информации (например, можно использовать мостовую схему по рисунку 20).

Рис. 20. Схема удвоения частоты

И далее второй сигнал после усиления делится на два с разницей фаз на 180 градусов за счёт использования трансформатора, с последующим поступлением этих сигналов на соответствующие делители частоты на два. Это обеспечивает получение двух гетеродинных сигналов в квадратуре со сдвигом между сигналами на 90 градусов, которые поступают на соответствующие входы смесителей по промежуточной частоте со сбросом сигнала информации на нулевую частоту от первого сигнала. Так как сдвиг по частоте в сигнале информации при ВPSK в этом случае отсутствует, то возможно перейти к быстрой подстройке по априорному коду сигнала. После подстройки по коду на основе корреляционной функции в каналах по составляющим синуса и косинуса, с помощью изменения фазы через балансный модулятор можно получить приблизительное равенство амплитуд в каналах синуса и косинуса. Далее, возможно использование кодового длительного накопления, с наличием приёма составляющих по синусу и косинусу, что с учётом цифровой дискретизации по переднему и заднему фронту тактового сигнала обеспечивает для навигации повышение точности определения местоположения в 4 раза, по сравнению с вариантом цифровой дискретизации, только по переднему или заднему фронту тактового сигнала. По теореме Котельникова необходимая частота дискретизации составляет двойное значение от максимальной частоты информационного сигнала. Однако это для дискретизации с использованием дельта-функции. В реальности требуется как минимум три такта из-за наличия временного размера самого такта. В этом случае частота дискретизации при скорости передачи информации в 50 Мбит/сек должна быть не менее 150 МГц. С учётом приёма информации по переднему и заднему фронту такта с наличием канала по синусу и косинусу мы имеем эквивалент дискретизации сигнала в 600 МГц. Это уже обеспечивает точность определения местоположения порядка 50 см. Но и это не предел в точности определения местоположения, если учесть сплайны амплитуд корреляционных функций. В этом случае значения амплитуд корреляционных функций от априорного кода по синусу и косинусу, с учётом дискретизации по переднему и заднему фронту сравниваются и масштабируются относительно максимальной амплитуды. Далее на основе сплайнов корреляционных функций и разницы амплитуд между тактами выбирается точка, удовлетворяющая условию получения этих сплайна исходя из минимальной погрешности, которая и определит местоположение объекта. Понятно, что чем больше накопление, тем выше точность определения амплитуд корреляционных функций и выше точность определения местоположения. Однако далее следует учесть, что сдвиг по частоте Доплера сказывается также на информации, что приводит к разнице длины кодов во времени. Поэтому, чтобы уменьшить влияние такой ошибки, необходимо использовать периодическое добавление или уменьшение такта в бит кода в зависимости от сдвига частоты Доплера. С этой целью необходимо обеспечить определение частоты сдвига по частоте Доплера, что делается через фазовую подстройку по частоте. На рисунке 19 этот режим выполняется через ключ 4, и используется после подстройки по коду. Таким образом, сочетание методов обеспечивает наилучшие характеристики по определению местоположения объекта. В итоге псевдослучайный код по длине может накапливаться от 0,01 сек до 0,1 секунды, что обеспечит связь на большие расстояния с учётом малой мощности сигнала, например, в режиме передачи коротких SMS-сообщений. В случае принимаемых сигналов с QPSK (ФМ-4) требуется использовать умножитель на четыре (можно использовать два последовательных умножителя частоты на два с учётом фильтрации и усиления). Надо отметить, что представленное решение в силу отсутствия сдвига по частоте позволяет выявлять кодовые сигналы мешающего сигнала или противника за счёт запоминания выделенного кодового сигнала. При дальнейшем сдвиге на дискретные цифровые такты происходит выявление длительности кода по максимальным пикам корреляционной функции, а затем можно использовать отстройку по частоте и применение кода иной конструкции, например с наличием кода Манчестера. В плане радиоэлектронной борьбы (РЭБ) можно ретранслировать запомненные выборки для постановки помех. Такой метод радиоэлектронной борьбы (РЭБ) получил название ответных помех и более эффективен, чем шумовая помеха. Для примера отстройка по частоте может происходить менее чем за 500 мксек (рис. 21) при использовании одного радио-модуля. Иными словами, современные синтезаторы частот позволяют, например, менять довольно быстро несущую частоту передаваемого сигнала на гетеродинную частоту при приёме. Это естественно позволяет в режиме временного разделения обеспечить широкий диапазон частот для радиосигналов от 0,3 ГГц до 3 ГГц.

Рис. 21. Перестройка частоты в синтезаторе ADF4350

Отметим, что в конструкции АФАР из радио-модулей за счёт наличия нескольких синтезаторов скорость изменения частоты может достигать десятка наносекунд. Таким образом, функциональная схема двойного преобразования частоты позволяет обеспечивать использование предлагаемого радио-модуля на основе смартфона для ширпотреба с сохранением режимов работы, в качестве элемента АФАР, а также использовать режим частотного дуплекса, электромагнитную совместимость, защиту от помех и обеспечить максимальную чувствительность и мощность с минимальными энергетическими потерями. Кроме того, есть возможность формировать эффективные ответные помехи противнику. Вариант использования АФАР, состоящей из двух радио-модулей, с охватом углового обзора в пределах 150 градусов на 150 градусов показан на рисунке 22.

Рис. 22. Пример АФАР из 4-х патч с использованием двух радио-модулей

Для данного случая можно сделать предварительную оценку по характеристикам такой АФАР с учётом известного аналога [9] на рисунке 23.

Рис. 23. Антенна АФАР из 4-х элементов с воздушным заполнением

Данная антенна имеет коэффициент усиления не менее 14,5 дБ в полосе частот 2,35–2,55 ГГц с КСВН <1,5. Это аналогично полосе пропускания радио-модуля по рисунку 6. При этом мощность излучаемого сигнала для нашего варианта АФАР из четырёх патч составит 8 Вт, а не 0,3 Вт. Для сравнения мобильное устройство для космической связи «Iridium» имеет мощность в импульсе 7 Вт с учётом потерь в антенне и коэффициент усиления антенны минус 3 дБ. Таким образом, АФАР на основе двух радио-модулей обеспечивает улучшение энергетического потенциала в 50 раз. Если исходить из скорости передачи информации в 50 кбит/сек на канал в «Iridium», то наш АФАР из двух радио-модулей способен передавать сигналы уже до 2,5 Мбит/сек. При этом необходимо напомнить, что высота КА «Iridium» составляет 780 км с обслуживанием подспутниковой зоны на Земле диаметром в 5185,6 км. Надо отметить, что и один предлагаемый радио-модуль при его использовании в смартфоне также обеспечивает космическую связь, но при потоке информации в 600 кбит/сек, что также лучше в 10 раз по сравнению с мобильными устройствами «Iridium». Этого достаточно для режима видеоконференций, что может быть важно при оказании экстренной медицинской помощи. Если предположить использование в общей конструкции АФАР не двух радио-модулей, а восемь радио-модулей, то мы будем иметь мощность излучения 32 Вт и коэффициент усиления антенны 20 дБ, что обеспечит передачу информации в 40 Мбит/сек, с учётом размеров 260 мм × 260 мм × 10 мм. Это сравнимо с параметрами АФАР «Starlink» для Интернета и по размерам сравнимо с ноутбуком. При этом количество спутников для связи требуется в 100 раз меньше («Iridium» имеет 66 спутников, а «Starlink» 12000). Соответственно из-за возможности использования режима частотного дуплекса, управление и связь с абонентом можно разнести от места расположения АФАР. Надо отметить, что мобильные устройства «Iridium», а также современные смартфоны не способны давать улучшение характеристик при объединении. Собственно, возможно и дальнейшее объединение радио-модулей в АФАР с целью использования в качестве радиолокатора. Так при размерах 520 мм × 520 мм × 15 мм мы получим АФАР с мощностью излучения 128 Вт (21 дБ) и коэффициентом усиления антенны 26 дБ (400).

Проведём необходимые расчёты. Считаем коэффициент усиления луча АФАР БПЛА Gпрди=Gпрми=400 (26 дБ). Мощность от одного усилителя SZA-2044 (2–2,7 ГГц) при питании в 5 В составляет Pпрд1=1 Вт, а так как у нас 64 таких усилителя, то общая мощность Pпрди=128 Вт (21 дБ). Выбираем несущую частоту fи=2,4 ГГц (длина волны ) в диапазоне работы усилителя SZA-2044 (2,2 ГГц-2,5 ГГц). Соответственно считаем эффективную поверхность рассеяния БПЛА противника порядка  (это 10 см × 10 см). Выбираем отношение сигнал/шум q=27 (вероятность ошибки для ФКМ сигнала 10-7 [10, с. 473]), при шумовой температуре Тш=600 К, соответственно в формуле k – постоянная Больцмана, при дальности порядка 6 км нам для обнаружения потребуется полоса пропускания, которая вычисляется по формуле:

Иными словами, при накоплении радиосигнала в фильтре в полосе 64 кГц, мы получим обнаружение БПЛА противника на дальности в 6 км. В современных условиях ведения СВО такое обнаружение БПЛА противника обеспечит сохранение личного состава.

Понятно, что предлагаемый радио-модуль по габаритным размерам для использования в качестве элемента АФАР имеет жёсткие характеристики 130 мм × 65 мм × 10 мм, и поэтому было проведено предварительное размещение радиоэлементов по топологии на платах для получения рассмотренных характеристик с учётом отладки. Результаты представлены на рисунке 24 и 25.

Рис. 24. Нижняя отладочная плата радио-модуля по рисунку 8 (Плата № 1)

Рис. 25. Верхняя отладочная плата радио-модуля по рисунку 8 (Плата № 2)

На рисунке 26 показан элемент АФАР состоящий из 4-х патч с учётом показа как отладочной платы № 1, так и отладочной платы № 2 с использованием при этом двух радио-модулей по рисунку 22.

Рис. 26. Топология АФАР из 4-х патч с отображением отладочных плат № 1 и № 2 по рисунку 8

Размеры отладочных плат получились в пределах 140 мм × 73 мм. Соответственно высота конструкции будет определяться высотой соединения через СВЧ разъёмы, как это показано на рисунке 27.

Рис. 27. СВЧ разъём типа «защёлка» с бочонком и с размерами при максимально плохом совпадении осей соединений, что и даёт расстояние между платами в 8,3 мм. При хорошем совпадении будет 6 мм

Однако при этом были использованы не многослойные, а двусторонние печатные платы. С использованием многослойных печатных плат и гибкого кабельного СВЧ соединения в некоторых местах, без СВЧ разъёмов для отладки, указанные размеры предлагаемого радио-модуля могут быть сокращены до приемлемых 130 мм × 65 мм × 10 мм. Соответственно радиодетали выбирались из применения в ширпотребе с учётом дальнейшего импортного замещения и не учитывались возможности по их микроминиатюризации в комплексном исполнении.

Таким образом, подмена приёмо-передающего тракта в смартфоне ширпотреба на предлагаемый радио-модуль позволяет расширить функции по качеству и сфере обслуживания, обеспечивает унификацию и не создаёт неудобств для потребителя из-за сохранения габаритных размеров.

Для более детального рассмотрения принципа работы предлагаемого радио-модуля мы имеем следующую функциональную схему (рис. 28).

Рис. 28. Функциональная схема предлагаемого радио-модуля

Рассмотрим режимы работы радио-модуля. Патч-антенны с наличием согласующих элементов по коэффициенту стоячей волны (КСВ) и полосковых линий, для достижения оптимальной круговой поляризации, расположены на внешней стороне платы № 2 на соответствующих слоях многослойной печатной платы АФАР с учётом литерного деления по диапазонам частот (рис. 8). Изменение литера предполагается осуществлять за счёт ключей или замыкающих перемычек. Принимаемые радиосигналы от патч-антенн через СВЧ разъёмы (рис. 8) и ключи переключения на приём и передачу поступают со второй платы на первую плату для усиления. Устройства 1–4 состоят из 4-х малошумящих усилителей (МШУ), расположенных соответствующим образом на многослойной печатной плате № 1 (рис. 8, 12). На выходах МШУ находятся дискретные фазовращатели (ФВ) на 3 позиции (рис. 15), что даёт угловой обзор в соответствующей плоскости изменение луча в пределах до 150 градусов. Для примера одно полотно АФАР космического аппарата «Iridium» обеспечивает угловой обзор в 120 градусов. Отображение печатной платы № 1 показано на рисунке 24. При приёме сигналы с устройств 1–4 от 4-х МШУ поступают на устройство 5.

Устройство 5 также расположено на плате № 1 и представляет собой сумматоры от 4-х сигналов с устройств 1–4 с учётом обеспечения круговой поляризации как правой, так и левой. При этом используется фазоинвертор на 180 градусов (возможно использование трансформатора) с использованием ключей переключения режимов работы. Далее суммарный сигнал через СВЧ разъём поступает обратно с первой платы на вторую плату в устройство 6. Устройство 6 состоит из ключа определяющего переключение от типа антенны (патч-антенна или обычный вибратор Герца), МШУ, смесителя, усилителя промежуточной частоты, фильтра промежуточной частоты и логарифмического усилителя, который должен обладать широким динамическим диапазоном от –78 дБм до 22 дБм (AD8309) в полосе диапазона частот до 500 МГц. В устройстве 6 происходит смещение радиосигнала на промежуточную частоту порядка 200 МГц – 300 МГц с фильтрацией и усилением сигнала до уровня порядка 0,1 Вт (22 дБм). Учитывая, что МШУ является широкополосным от 300 МГц до 3 ГГц, то соответственно надо формировать гетеродинные сигналы соответствующей частоты, а также передаваемые радиосигналы, чтобы обеспечить необходимую промежуточную частоту после устройства 6 с приёмом сигналов радио-модулем от 300 МГц до 3 ГГц. Для этой цели в радио-модуле используется синтезатор частоты (устройство 16), который расположен на плате № 1 и перекрывает указанный диапазон частот. Здесь радиосигнал на несущих частотах порядка 1 ГГц – 3 ГГц с первого выхода синтезатора частоты устройства 16 поступает через СВЧ разъём с платы № 1 на плату № 2, и после усиления на СВЧ вход первого балансного модулятора (устройство 18). На информационных входах по составляющим синуса и косинуса первого балансного модулятора формируются с цифроаналогового преобразователя (ЦАП – устройство 19 находится на плате № 1) либо необходимое изменение частоты сигнала при подстройке по частоте, либо сигналы информации – BPSK, QPSK и QAM. В устройстве 12 в зависимости от режима работы на приём или передачу и типа антенны, помимо усиления сигнала, осуществляется необходимое переключение либо на смеситель в устройстве 6, либо на излучение после соответствующего усиления. Так как используется двойное преобразование частоты, то для формирования второй промежуточной частоты, а также радиосигналов на несущей на более низких частотах (в режиме частотного дуплекса) используются делители частоты на 2, 3 и 4, с соответствующим переключением и фильтрацией. Формирование этих сигналов на соответствующих частотах от 300 МГц до 1 ГГц с переключением происходит в устройстве 17 от сигнала со второго инверсного выхода синтезатора частоты (устр. 16). Полученный сигнал от 300 МГц до 1 ГГц через СВЧ разъём (возможно гибкое соединение) с платы № 1 поступает на плату № 2 где усиливается и происходит его разделение:

1. Для формирования второго гетеродинного сигнала для второй промежуточной частоты;
2. Для использования в режиме передачи как несущей частоты сигнала от 0,3 ГГц до 1 ГГц или первого гетеродинного сигнала в режиме приёма.

Разделённый сигнал на плате № 2 в режиме использования на приём и передачу поступает на СВЧ вход второго балансного модулятора (устр. 20). На информационных входах второго балансного модулятора формируются с цифроаналогового преобразователя (ЦАП-устройство 21 которое находится на плате № 1) составляющие в квадратуре по синусу и косинусу, что даёт либо необходимое изменение частоты сигнала при подстройке по частоте, либо сигналы информации – BPSK, QPSK и QAM. В устройстве 12 в зависимости от режима работы на приём или передачу и типа антенны, помимо усиления сигнала, осуществляется необходимое переключение. В результате на смеситель устройства 6 поступает гетеродинный сигнал соответствующей частоты для приёма радиосигналов, либо от патч-антенны (патч 1 и 2), либо от антенны вида вибратора Герца (устр. 15) с учётом формирования этого сигнала либо в первом (устр. 18), либо во втором балансном модуляторе (устр. 20). Для обеспечения частотного дуплекса при приёме сигнала в устройстве 6 на одной частоте, излучение радиосигнала с информацией происходит на другой частоте, и излучаемый сигнал от устройства 12 поступает на предварительный усилитель (устройство 13 на плате № 2), который обеспечивает усиление сигнала до 20 дБм (0,1 Вт). Мощность такого сигнала соответствует нормам для связи с сотовыми вышками как это видно из таблицы 2. Далее излучаемый радиосигнал через устройство переключения (устройство 14 на плате № 2), поступает либо на вибратор Герца (устр. 15), либо на патч-антенну. При этом устройство 14 для вибратора Герца обеспечивает возможность переключения на режим приёма. При работе устройства 14 на патч - антенны в режиме передачи мы в устройстве 11 (плата № 2) имеем деление сигнала на четыре канала с обеспечением режима переключения круговой поляризации и инверсией сигнала на 180 градусов и поступлением сигналов на устройства 7–10 (плата № 2). Устройства 7–10 имеют на входах дискретные фазовращатели (ФВ) на 3 позиции (рис. 15) для обеспечения углового обзора в 150 градусов и с них сигналы с соответствующей фазой поступают на усилители мощности (УМ) и далее на патч - антенны. Для формирования второго гетеродинного сигнала второй промежуточной частоты сигнал с устройства 17 поступает на устройство 23, которое находится на плате № 2. Чтобы понять принцип формирования этой гетеродинной частоты, рассмотрим конкретный пример на основе режима частотного дуплекса в режиме ретрансляции. Так, в случае излучения сигнала информации на частоте 2,7 ГГц через патч - антенны, происходит одновременный приём информации на частоте, например 600 МГц. В этом случае подаваемая гетеродинная частота на смеситель в устройстве 6 имеет значение 900 МГц (формируется в устройстве 17 за счёт деления частоты на 3), что обеспечивает промежуточную частоту для второго преобразования в 300 МГц. Понятно, что значение такой частоты требуется для формирования второго гетеродинного сигнала с составляющими по синусу и косинусу. С этой целью в устройстве 23 осуществляется добавочное деление частоты сигнала в 900 МГц на 3. В этом случае мы получаем необходимую гетеродинную частоту в 300 МГц, но без деления на составляющие в квадратуре по синусу и косинусу. Это конечно можно исправить, если сделать деление сигнала на два со смещением одного сигнала гетеродина на плюс 45 градусов, а второго сигнала на минус 45 градусов. Однако здесь следует учесть то, что излучение сигнала на частоте 2,7 ГГц должно приниматься другим пользователем и здесь при приёме требуется первая гетеродинная частота порядка 2,4 ГГц, что, кстати, при передаче информации через антенну вибратора Герца при делении основной частоты на четыре в устройстве 17 даст сигнал на частоте 600 МГц. Далее этот сигнал за счёт трансформатора делится на два со сдвигом на 180 градусов. В результате деления этих сигналов на 2 по частоте можно получить синусоидальную и косинусоидальную составляющие второго гетеродинного сигнала на частоте в 300 МГц (рис. 19). Поэтому с целью получения одинакового преобразования частоты для второго гетеродинного сигнала как от основной частоты в 2,4 ГГц с делением вначале на 4, а затем на 2, так и от частоты сигнала в 2,7 ГГц, с делением вначале на 3, а затем ещё раз на три, мы должны для варианта в 2,7 ГГц предусмотреть после деления частоты на 9 умножение на 2, чтобы потом использовать одинаковый способ получения составляющих по синусу и косинусу за счёт деления на 2 по частоте. Однако это не единственная причина необходимости использования умножителя частоты на 2. Как мы отмечали выше, умножитель частоты на два необходим для исключения из принимаемого сигнала значения сдвига по частоте, что позволяет приступать сразу к подстройке по коду информации и обеспечивает повышение точности определения местоположения объекта. Помимо этого, устройство 23 при формировании составляющих по синусу и косинусу гетеродинного сигнала для второй промежуточной частоты должно обеспечивать, наряду с делением частоты и переключением значения деления, также необходимую фильтрацию и усиление. Соответственно с устройства 6, усиленный сигнал с информацией на промежуточной частоте поступает на устройство 22, где происходит выбор режима. Для случая режима АФАР сигнал информации на частоте в 300 МГц поступает с платы № 2 на внешнюю поверхность платы № 1 (рис. 19) для дальнейшей обработки после суммирование сигнала от всех радио-модулей, состоящих в сборочной конструкции этой АФАР. В случае использования в качестве отдельного радио-модуля для смартфона информационный сигнал поступает на смесители дающие в квадратуре составляющие по синусу и косинусу в устройстве 24, которые находится на плате № 2. На выходе устройства 24 мы получаем сигналы информации по синусу и косинусу с наличием модуляции со сдвигом по частоте Доплера, в случае использования режима формирования сигнала гетеродина второй промежуточной частоты от синтезатора частот. Далее эти сигналы информации поступают с платы 2 на плату 1 и после соответствующего усиления на аналого-цифровые преобразователи (АЦП) и программируемую логическую интегральную схему (ПЛИС), что на функциональной схеме отображено как устройство 25. В ПЛИС на основе разработанной оптимальной программы происходит фильтрация, выделение информации и определение сдвига по частоте Доплера. Соответственно в ПЛИС формируются сигналы на ЦАП (устройства 19 и 21), через которые происходит управление режимами работы балансных модуляторов (устройства 18 и 20). Понятно, что микросхема ПЛИС имеет связь с компонентами смартфона, которые расположены на внешней стороне платы № 1 вместе с другими элементами управления для режима АФАР. Соответственно, теперь необходимо определить, каким образом возможно соединение унифицированных радио – модулей в единую систему АФАР.

С этой целью рассмотрим конструкцию АФАР, состоящую из радио-модулей. Понятно, что здесь необходимо обеспечить при приёме когерентное суммирование сигнала информации на первой промежуточной частоте с учётом формирования необходимых сдвигов фаз гетеродинного сигнала в радио-модулях, а также когерентное суммирование сигнала на несущей частоте в нужном направлении при передаче сигнала информации за счёт изменения фазы. Это означает, что для этой цели необходимо использовать один из нескольких синтезаторов частоты как общий для формирования частоты гетеродина для первой промежуточной частоты, так и для радиосигнала информации на несущей частоте. Это можно обеспечить, если сигналы от синтезаторов частот будут поступать через соответствующие металлизированные отверстия с внутренней стороны платы № 1 на внешнюю сторону платы № 1 для управления режимами с учётом добавления соответствующих радиоэлементов и устройств по функциональной схеме на рисунке 29.

Рис. 29. Функциональная схема управления в режиме АФАР для получения общей частоты гетеродинного сигнала и сигнала информации на несущей частоте

Здесь управление для формирования необходимой частоты сигнала и информации осуществляется от ПЛИС выбранного радио-модуля и далее через ЦАП поступает на квадратурные входы составляющих по синусу и косинусу добавочного балансного модулятора с регулируемым усилителем на выходе, который находится на внешней стороне платы № 1 радио-модуля. На СВЧ вход этого балансного модулятора через первый выход ключа 2 (внешняя сторона платы № 1) через металлизированное отверстие поступает сигнал от синтезатора частоты радио-модуля, который расположен на внутренней стороне платы № 1. Соответственно после усиления полученный сигнал с балансного модулятора через ключ 3 поступает либо на СВЧ выход этого же радио-модуля с дальнейшим делением сигнала по мощности в устройстве деления (УД), либо на СВЧ выход другого радио-модуля также с дальнейшим делением. Этот вариант связан с количеством используемых в АФАР радио-модулей. Второй выход ключа 2 используется в частном случае использования одного радио-модуля. Для этого он подключён к соответствующему первому входу ключа 1, который также расположен на внешней стороне платы № 1. Далее сигнал поступает на устройство 18 (балансный модулятор, который находится на внутренней стороне платы № 2) и работа происходит по схеме рисунка 28. В случае осуществления режима АФАР необходимый сигнал гетеродинной частоты или сигнала информации на несущей частоте поступает через СВЧ вход и после усиления идёт на второй вход ключа 1, и далее на устройство 18 за счёт которого осуществляется необходимый сдвиг фаз для реализации режима АФАР. 

Соответственно мы также должны иметь и функциональную схему для суммирования сигнала информации по промежуточной частоте (рис. 30).

Рис. 30. Функциональная схема для суммирования сигнала информации по промежуточной частоте

При объединении радио-модулей можно получить сборку, например, из 8-ми радио-модулей, с учётом добавления таких внешних аксессуаров как сумматоры, делители мощности и СВЧ кабели. Однако более предпочтителен вариант, когда делители и сумматоры расположены на свободной внешней стороне платы № 1 радио-модулей в сборке АФАР, а СВЧ кабели представлены в виде полосковых элементов в многослойной печатной плате. В этом случае, возможно, более полно использовать возможности по переключению частоты АФАР и обработки сигналов от абонентов через использование ключевых схем. Пример функциональной топологии по объединению в АФАР из 2-х и 8-ми радио-модулей показан на рисунке 31.

Рис. 31. Пример топологии размещения сумматоров и делителей мощности для АФАР из 8-ми радио-модулей

Вариант взаимодействия из 2-х радио-модулей отображён через радио-модуль 2 и радио модуль 4, где связь по несущей частоте осуществляется через стрелочку малинового цвета, а суммирование по промежуточной частоте происходит через стрелочку, обозначенную зелёным цветом. Здесь обозначение УС соответствует устройству суммирования сигналов по мощности с учётом схем подсоединения через ключевые устройства. Обозначение УД соответствует устройству деления сигналов по мощности также с учётом необходимых ключей переключения по направлению. Красными стрелками и чёрными стрелками обозначены полосковые линии соединения с учётом направления сигналов. Малиновыми и зелёными квадратиками обозначены СВЧ разъёмы одинакового типа («мама» или «папа»), которые соединяются между собой за счёт переходников с обоих концов тоже одинакового, но противоположного типа («папа» или «мама»). Кружочками красного цвета обозначены места подсоединения в радио-модулях СВЧ выходов на плате № 1 для последующего суммирования сигнала информации по промежуточной частоте. Кружочками черного цвета обозначены места подсоединения в радио-модулях к СВЧ входам радио-модулей на плате № 1 от одного общего сигнала информации на несущей частоте или гетеродинного сигнала. Кружочками зелёного цвета обозначены СВЧ входы места подсоединения для получения общего суммарного сигнала на промежуточной частоте от всех радио-модулей. Кружочками голубого цвета обозначены СВЧ выходы радио-модулей для дальнейшего деления общего гетеродинного сигнала или сигнала информации на несущей частоте. Квадратиками с заполнением чёрного цвета обозначены разъёмы по питанию, которые имеют аналогичную конструкцию связи через переходники. Соответственно в этом случае необходимо представить необходимые функциональные схемы устройств УС (рис. 32) и УД (рис. 33).

Рис. 32. Устройство суммирования УС

В качестве сумматоров, например, можно выбрать ADP-2-1, а ключи выполнить на RF3024.

Рис. 33. Устройство деления УД

В качестве делителей напряжения могут использоваться DS52-0007 или трансформаторы ЕТС1-1-13. Таким образом, учитывая применение многослойных печатных плат, мы можем при числе радио-модулей 2 или 8 заменить СВЧ кабели на полосковые проводники в многослойной печатной плате № 1.

Так как в каждом радио-модуле присутствует синтезатор частоты, то можно воспользоваться сменой частот благодаря схеме переключения, при которой несущая частота будет меняться со скоростью меньше, чем 0,1 мк/сек. Это значительно повысит помехозащищённость и условия электромагнитной совместимости. Пример такого устройства переключения (УП) на 3 несущие частоты показан на рисунке 34.

Рис. 34. Устройство переключения (УП) несущих частот

На рисунке 31 пунктирные стрелки от УП показывают направления сигналов от синтезаторов частоты соответствующих радио-модулей.

Соответственно необходимо показать конструкцию соединения через переходники с учётом соединения с торца радио-модулей (рис. 35).

Рис. 35. Упрощённая схема соединения радио-модулей

В результате мы видим, что простым соединением радио-модулей через переходники мы обеспечиваем функции АФАР, состоящих из 2-х и 8-ми радио-модулей. Для увеличения жёсткости конструкции на углах радио-модулей можно предусмотреть соединение через металлические пластины с наличием на концах соединений с внешней стороны платы № 1 в виде пуговиц защёлок. В частном случае два соединённых между собой радио-модуля имеют размеры планшета (130 мм × 130 мм) и могут с ним быть объединены. Восемь соединённых радио-модулей по размерам соответствуют пользовательскому терминалу Starlink (260 мм × 260 мм) и одновременно по размерам соответствуют ноутбуку. Необходимо отметить, что в конструкции из восьми радио-модулей мы можем использовать режим для независимой работы по два радио-модуля на разных частотах.

При использовании 32 радио-модулей (520 мм × 520 мм) в конструкции АФАР в целях радиолокации ближнего действия необходимо использовать четыре конструкции полотен АФАР по топологии на рисунке 31, которые соединяются уже СВЧ кабелями с учётом сумматора и делителя на 4 входа и выхода (рис. 36), которые также можно выполнить на основе 3-х ADP-2-1 и 3-х DS52-0007. Для сумматоров и делителей на 4 также можно предусмотреть место на внешней стороне платы № 1. Здесь СВЧ кабели отображены стрелочками и соответственно на внешней стороне платы № 1 необходимо предусмотреть место для СВЧ разъёмов, которые будут устанавливаться в случае необходимости. Здесь вполне возможна их установка по принципу пуговиц – защёлок. Данный вариант использования СВЧ кабелей при количестве радио-модулей более 8-ми более предпочтителен по сравнению с полосковыми линиями в силу снижения потерь из-за затухания сигнала в линии передачи.

Рис. 36. Схема соединения в АФАР в 32 радио-модуля

Отметим, что в конструкции из 32 радио-модулей мы можем добавочно использовать частные независимые режимы, в виде 2-х радио-модулей и 8-ми радио-модулей. 

Таким образом, если для конструкций АФАР из 2-х и 8-ми радио-модулей добавочные аксессуары касались только переходников между радио-модулями, то при АФАР в 32 радио-модуля и более требуются ещё СВЧ кабели соответствующей длины. Однако конструкции не представляют особых трудностей при сборке. В итоге мы видим, что массовое производство оптимизированных радио-модулей по предложенной выше схеме обеспечит более высокие технические характеристики над существующими аналогами и прототипами даже в случае одного радио-модуля, при этом присутствует унификация, когда из радио-модулей при необходимости собираются устройства с большим энергетическим потенциалом. Так как используются два диапазона частот в режиме дуплекса, то управление АФАР может осуществляться в режиме Wi-Fi из одного радио-модуля по низкой частоте. При этом массовое производство позволит сократить расходы и обеспечит конкурентоспособность именно в том диапазоне частот, в котором сейчас требуется импортное замещение.

Понятно, что теперь необходимо подтвердить работоспособность указанных радио-модулей реально на эксперименте. И такие первые испытания были проведены с пробным макетом радио-модуля, который показан на рисунке 37 с приёмом и передачей сигнала только по одному входу.

Рис. 37. Первый опытный образец мобильного устройства для абонентов

Кроме того, исходя из практических результатов известно, что при чувствительности минус 67 дБм обеспечивается минимальное значение для всех услуг связи, которые требуют бесперебойного и надежного обмена данными, минус 70 дБм – сигнал достаточный для выхода в интернет, прочтения электронной почты и новостей. Поэтому, на рисунке 38 и 39 приведено выделение частоты Доплера и сигнала в 38 Мбит/сек при минус 86 дБм для пробного макета радио-модуля, исходя из того, что минус 80 дБм это минимальное значение для подключения.

Рис. 38. Выделенная частота доплеровского смещения при приеме на уровне сигнала на входе минус 86 дБм при приёме на один вход

Рис. 39. Вид сигнала на входе АЦП при приеме на один вход из четырёх в 38 Мбит/сек при уровне сигнала на входе минус 86 дБм

Напомним, что логарифмический усилитель имеет чувствительность в минус 78 дБм.

Полученный результат не уступает известным вариантам радио-модулей по чувствительности при приёме и по мощности при передаче.

Было также получено и видеоизображение, что показано на рисунке 40.

Рис. 40. Результаты принятия видеоизображения

Следует отметить, что используя соединения через СВЧ кабели можно довести размеры стыкуемых радио-модулей до АФАР с размерами 104 см × 104 см с мощностью излучения 512 Вт (27 дБВт) и коэффициентом усиления антенны 1600 (32 дБ). Нечто подобное мы предлагали для создания группировки КА спутниковой связи с размещением таких полотен антенн по рисунку 41.

Рис. 41. Пример модели спутника с расположением антенн в виде «гармошки» для обеспечения многофункционального режима на основе унифицированных радио-модулей

Казалось бы, данная разработка просто необходима сейчас в зоне боевых действий, так как позволяет использовать предлагаемые радио-модули как для связи в БПЛА, так и для навигации и радиолокации, а также и постановки помех. Однако вот какой ответ был получен от министерства обороны.

Рис. 42

Надо отметить, что по результатам наших публикаций, мы не принимаем никакого участия в проекте «Сфера», так как этот проект не имеет научного обоснования с указанием преимуществ перед иностранными аналогами, и он создан на основе предыдущих разработок, которые уже изначально уступали иностранным аналогам. При этом никакого импортного замещения с обеспечением конкурентоспособности этот проект «Сфера» не обеспечивает, так как для этого нужно иметь логику оптимизации, а не просто использовать сборную конструкцию из того, что имеется по старым разработкам. Более того при предполагаемом использовании 800 КА он будет стоить очень больших денег. И если мы не смогли создать аналога группировки «Iridium» в 66 КА в мирное время, так как считалось, что это дорогой проект, то в военное время это просто непосильная задача. В нашем варианте предлагается двигаться поэтапно от простого к сложному, с учётом экспериментальной проверки. Вначале отрабатывается радио-модуль, а потом сборные конструкции на его базе, тем более что первые результаты экспериментальной проверки уже получены. Кроме того, просто не существует иного способа развития конкурентоспособных радио-модулей без внесения новых конструктивных и технических решений с учётом массового их производства и необходимости в унификации. Однако в верхних эшелонах власти не воспринимают даже элементарную логику из-за корыстных интересов и выбирают изначально не конкурентоспособные варианты с отсутствием научного обсуждения проектов. Как мы видим, на театре военных действий преимущество имеет тот, у кого техническое и технологическое превосходство. И не надо думать, что противник не видит наши слабые стороны. Поэтому война будет идти до тех пор, пока мы не обеспечим преимущество и в техническом плане.